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电源大师5——电感式开关电源（BUCK 降压电路）数据手册、PCB设计、EMI设计
电源大师6——BUCK 降压电路降低EMI与EMC设计，开关电源PCB layout宝典
同步整流BUCK电路可再并上二极管：
在上管开关和下管开关的过渡期间，下管功率MOSFET的体二极管续流电感电流。这个体二极管的正向导通电压较高。可选的肖特基二极管可并行于SW引脚和GND引脚之间，以改善整体效率。下表列出了肖特基二极管的例子和它们的制造商。
FCOL封装在电气与散热方面都有很好的优点。在FCOL封装，每个接脚都能为硅晶粒提供良好的热传导；且透过适当的PCB布局，每一个接脚从晶粒到PCB传导的热能都更多。如此一来，从接面至环境的总热阻可以大为降低。和相同外形、而内部是焊线式（wire-bond）的封装相比，覆晶式（FCOL）封装确能提供较好的散热能力。
键合金线：半导体封装用的核心材料，是连接引脚和硅片、传达电信号的零件，半导体生产中不可或缺的核心材料。只有1/4忽米直径的超丝线，生产键合线需要高强度超精密和耐高温的技术能力。键合线按材质可分为：键合金线和键合银线。键合金线条是一种具备优异电气、导热、机械性能以及化学稳定性极好的内引线材料，主要作为半导体关键的封装材料（键合金丝、框架、塑封料、焊锡球、高密度封装基板、导电胶等）。在LED封装中起到一个导线连接的作用，将芯片表面电极和支架连接起来，当导通电流时，电流通过金线进入芯片，使芯片发光。键合银线是近两年来LED，IC行业内出现的替代传统金线的产品。由于近两年来黄金价格不断攀高，用于LED，IC封装用的金丝价格也不断增长，于此同时，产品价格却不断下降，因此，廉价的替代品——银合金线，便应时而出(一种键合线，具有主要由铜构成的芯以及在芯上形成的涂层，其中所述涂层由熔点高于铜的抗氧化金属制成，并且该键合线每单位截面积的拉伸为0.021%/μm2或更多)。
键合线带来了寄生电感：
对策：RC缓冲抑制电路
见Buck电路|EMI问题对策 —— DAVID
添加RC缓冲电路可有效地抑制振铃现象，同时会造成开关切换损耗的增加。
RC缓冲电路应当放置在紧靠开关节点和功率地处。在使用外部MOSFET开关的Buck转换器中，RC缓冲电路应当直接跨过下桥MOSFET的漏极和源极放置。下图示范了RC缓冲电路的放置位置。
下图显示覆晶式（FCOL，Flip-Chip-On-Lead）SOT-23-6封装的内部结构。（为清楚说明，晶粒以透视图显示）硅晶粒的正面透过焊柱直接贴着于导线架，使得热与电可直接由硅晶粒传至导线架。焊柱的联机长度非常短，电阻、电感和杂散电容都明显地降低，所以
I
2
R
I^2R
I2R和开关造成的损耗都因此而降低，同时废热也可减少。所有的接脚现在都如同小散热片，可达降温效果，所以有更多的热从封装传到PCB，因此而降低晶粒温度。图四显示了同样消耗0.5W、在FCOL封装时，该元件的热模拟。上述热仿真清楚地显示在FCOL封装时，所有接脚的热传导更均匀，且在该元件中间接脚的周围并无形成热点。
(SMPS, Switched-Mode Power Supply)
是一种非常高效的电源变换器，其理论值更是接近100%，种类繁多。按拓扑结构分，有Buck，Boost，Buck-Boost，Charge-pump等；按开关控制方式分，有PWM,PFM；按开关管类别分，有BJT，FET，IGBT等。本次讨论以数据卡电源管理常用的PWM控制Buck Boost型为主。
Buck降压型电路
V
o
=
V
i
n
×
D
，
V
o
<
V
i
n
Vo=Vin×D，Vo<Vin
Vo=Vin×D，Vo<Vin
Boost升压型电路
V
o
=
V
i
n
/
(
1
−
D
)
，
V
o
>
V
i
n
Vo=Vin/(1-D)，Vo>Vin
Vo=Vin/(1−D)，Vo>Vin
Buck-Boost升降压型电路
V
o
=
V
i
n
×
D
/
(
1
−
D
)
Vo=Vin×D/(1-D)
Vo=Vin×D/(1−D)
当
D
<
0.5
，
V
o
<
V
i
n
D<0.5，Vo<Vin
D<0.5，Vo<Vin；当
D
>
0.5
，
V
o
>
V
i
n
D>0.5，Vo>Vin
D>0.5，Vo>Vin
纹波是由于直流稳定电源的电压波动而造成的一种现象，因为直流稳定电源一般是由交流电源经整流稳压等环节而形成的，这就不可避免地在直流稳定量中多少带有一些交流成份，这种叠加在直流稳定量上的交流分量就称之为纹波。纹波的成分较为复杂，它的形态一般为频率高于工频（中国是50Hz）的类似正弦波的谐波，另一种则是宽度很窄的脉冲波。纹波的表示方法可以用有效值或峰值来表示，可以用绝对量，也可以用相对量来表示。例如一个电源工作在稳压状态，其输出为100V/5A，测得纹波的有效值为10mV，这10mV就是纹波的绝对量，而相对量即纹波系数=纹波电压/输出电压=10mV/100V=0.01%，即等于万分之一。
进一步削弱纹波
LC滤波器对噪纹波的抑制作用比较明显，根据要除去的纹波频率选择合适的电感电容构成滤波电路，一般能够很好的减小纹波。
但是，这种情况下需要考虑反馈比较电压的采样点。（如下图所示）采样点选在LC滤波器之前（Pa），输出电压会降低。因为任何电感都有一个直流电阻，当有电流输出时，在电感上会有压降产生，导致电源的输出电压降低。而且这个压降是随输出电流变化的。
采样点选在LC滤波器之后（Pb），这样输出电压就是我们所希望得到的电压。但是这样在电源系统内部引入了一个电感和一个电容，有可能会导致系统不稳定。关于系统稳定，很多资料有介绍，这里不详细写了。
对于高频噪声，由于频率高幅值较大，后级滤波虽然有一定作用，但效果不明显。这方面有专门的研究，简单的做法是在二极管上并电容C或RC，或串联电感。
以下部分内容摘自《XL401X系列降压恒压产品设计指南》、AP2953A数据手册、AP2961A数据手册
一般为三极管、IGBT、NMOS。以后的趋势是NMOS内置（小电流≤5A）或外置，外置NMOS可以并联使用。
续流二极管在开关管关闭时有电流通过，形成续流通路；需要选择肖特基二极管，肖特基二极管VF值越低，转换效率越高；
续流二极管额定电流值大于最大输出电流，正常工作时平均正向电流可计算如下：
I
D
A
V
G
=
I
O
U
T
M
A
X
×
V
I
N
−
V
O
U
T
V
I
N
I_{DAVG}=I_{OUTMAX}×\frac{V_{IN}-V_{OUT}}{V_{IN}}
IDAVG=IOUTMAX×VINVIN−VOUT
续流二极管反向耐压大于最高输入电压，建议预留30%以上裕量。
常见型号
普通硅二极管压降大，功耗大：
高频下，普通二极管由于结电容大，反向恢复时间慢：
GreatScott! 电子基础＃31：肖特基二极管（机翻字幕介意勿看 请绕道！）—— Dljayman译
如图，1kHz内，1N4007工作得非常好：
相关知识见【电路补习笔记】3、电感的参数与选型
一般情况下，环形铁硅铝磁芯的电感比黄白环铁粉芯的电感效率高5%左右。
电感维持一个持续的电流到负载端，电感上的纹波电流是取决于电感值的：
大感值减小电流峰-峰值。但是考虑到电感值会增加磁芯面积、导线串联电阻以及也会减小一定的电流带载能力，一般来说，电感值基于纹波电流的需求容限来选择，即按下式：
L
=
D
M
I
N
×
(
V
I
N
−
V
O
U
T
)
f
S
W
I
L
O
A
D
M
A
X
K
R
I
P
P
L
E
=
V
O
U
T
×
(
V
I
N
−
V
O
U
T
)
V
I
N
f
S
W
I
L
O
A
D
M
A
X
K
R
I
P
P
L
E
L=\frac{D_{MIN}×(V_{IN}-V_{OUT})}{f_{SW}I_{LOADMAX}K_{RIPPLE}}=\frac{V_{OUT}×(V_{IN}-V_{OUT})}{V_{IN}f_{SW}I_{LOADMAX}K_{RIPPLE}}
L=fSWILOADMAXKRIPPLEDMIN×(VIN−VOUT)=VINfSWILOADMAXKRIPPLEVOUT×(VIN−VOUT)
式中，
V
I
N
V_{IN}
VIN是输入电压，
V
O
U
T
V_{OUT}
VOUT为输出电压，
f
S
W
f_{SW}
fSW为开关频率，
I
L
O
A
D
M
A
X
I_{LOADMAX}
ILOADMAX为最大负载电流，
K
R
I
P
P
L
E
K_{RIPPLE}
KRIPPLE为纹波系数。通常选择
K
R
I
P
P
L
E
K_{RIPPLE}
KRIPPLE = 30%使得纹波电流峰-峰值为最大负载的30%左右。
电感值确定后，电感电流峰-峰值可按下式计算：
I
L
P
K
−
P
K
=
V
O
U
T
×
(
V
I
N
−
V
O
U
T
)
L
×
V
I
N
×
f
S
W
I_{LPK-PK}=\frac{V_{OUT}×(V_{IN}-V_{OUT})}{L×V_{IN}×f_{SW}}
ILPK−PK=L×VIN×fSWVOUT×(VIN−VOUT)
峰值电感电流按下式计算：
I
L
P
K
=
I
L
O
A
D
M
A
X
+
1
2
I
L
P
K
−
P
K
I_{LPK}=I_{LOADMAX}+\frac{1}{2}I_{LPK-PK}
ILPK=ILOADMAX+21ILPK−PK
选择的电感不能在电流达到
I
L
P
K
I_{LPK}
ILPK时饱和，最大输出电流可按下式计算：
I
O
U
T
M
A
X
=
I
L
I
M
−
1
2
I
L
P
K
−
P
K
I_{OUTMAX}=I_{LIM}-\frac{1}{2}I_{LPK-PK}
IOUTMAX=ILIM−21ILPK−PK
I
L
I
M
I_{LIM}
ILIM 为内部限流典型值，如对于AP2961A，电气特性所示为4.5A
电感饱和电流按经验一般取最小为
1.5
×
I
O
U
T
M
A
X
1.5×I_{OUTMAX}
1.5×IOUTMAX；选用低直流电阻的电感可获得更高的转换效率。
相关知识见【电路补习笔记】2、电容的参数与选型
C
I
N
C_{IN}
CIN:
电解电容并陶瓷电容（低成本）
为了保证芯片足够低的输入纹波电压，须仔细选择输入电容。强烈推荐使用低ESR电容。因为在这个电容上流过的电流变化很大，它的ESR同样会影响到转换效率。输入电容须大于10μF。瓷片电容是首选（X5R或X7R），如果是钽电容和电解电容需考虑电容选型中额定RMS纹波电流比芯片工作在VOUT/VIN=50%时的RMS纹波电流要大(即大于输出电流的50%)。输入电容要尽可能的紧靠IC的IN脚和GND脚，走线也要尽可能的短。在使用钽电容和电解电容时，如果紧挨IC并联了一个10μF 瓷片电容，钽电容或电解电容可放置的远一些。
由于输入电容吸收输入开关电流，它需要足够的纹波电流额定值。输入电容的RMS电流可以估算：
I
C
1
=
I
L
O
A
D
×
V
O
U
T
V
I
N
×
(
1
−
V
O
U
T
V
I
N
)
I_{C1}=I_{LOAD}×\sqrt{\frac{V_{OUT}}{V_{IN}}×(1-\frac{V_{OUT}}{V_{IN}})}
IC1=ILOAD×VINVOUT×(1−VINVOUT)
最坏的情况发生在
V
I
N
=
2
V
O
U
T
V_{IN} = 2V_{OUT}
VIN=2VOUT时，其中
I
C
I
N
=
I
L
O
A
D
/
2
I_{CIN} = I_{LOAD} / 2
ICIN=ILOAD/2。 为了简化，选择输入电容器的RMS电流额定值必须高于最大负载电流的一半。输入电容可以是电解，钽或瓷片电容。当使用电解或钽电容器时，一个小型的高品质陶瓷电容，例如 0.1μF，应当尽可能的靠近芯片。在使用陶瓷电容器时，确保他们有足够的容量，以提供足够电荷，防止过多的输入电压纹波。对于低ESR电容器输入电压纹波可以估算(C1 是输入电容值)：
Δ
V
I
N
=
I
L
O
A
D
C
1
×
f
S
W
×
V
O
U
T
V
I
N
×
(
1
−
V
O
U
T
V
I
N
)
ΔV_{IN}= \frac{I_{LOAD}}{C1×f_{SW}}×\frac{V_{OUT}}{V_{IN}}×(1-\frac{V_{OUT}}{V_{IN}})
ΔVIN=C1×fSWILOAD×VINVOUT×(1−VINVOUT)
C
O
U
T
C_{OUT}
COUT:
MLCC\X7R\钽电容\固态电容并0.1μF的陶瓷电容 （高成本）
电解电容并0.1μF的陶瓷电容+LC滤波（低成本）
输出电容也需要用低 ESR电容来保持低输出纹波电压。输出纹波电压可按下式计算：
V
R
I
P
P
L
E
=
I
O
U
T
M
A
X
K
R
I
P
P
L
E
R
E
S
R
+
V
I
N
28
f
S
W
2
L
C
O
U
T
V_{RIPPLE}=I_{OUTMAX}K_{RIPPLE}R_{ESR}+\frac{V_{IN}}{28f_{SW}^2LC_{OUT}}
VRIPPLE=IOUTMAXKRIPPLERESR+28fSW2LCOUTVIN
式中，
I
O
U
T
M
A
X
I_{OUTMAX}
IOUTMAX是最大输出电流，
K
R
I
P
P
L
E
K_{RIPPLE}
KRIPPLE为纹波系数（一般取0.2~0.4），
R
E
S
R
R_{ESR}
RESR为输出电容的ESR值，
f
S
W
f_{SW}
fSW是开关频率，L是电感值，
C
O
U
T
C_{OUT}
COUT为输出电容值。在使用瓷片电容输出时，
R
E
S
R
R_{ESR}
RESR非常小几乎不产生纹波，因此，瓷片电容的容值可相对低一些。在使用钽电容或电解电容时，
R
E
S
R
R_{ESR}
RESR与纹波电流的乘积影响纹波电压，这时就要选择足够低ESR值的电容。对瓷片输出电容来说一般选择22μF，对钽电容或电解电容来说选择小于50mΩ ESR的电容。
一般来说，一旦电容ESR得到满足，电容就足以满足需求。任何电容器的ESR连同其自身容量将为系统产生一个零点，ESR值越大，零点位于的频率段越低，而陶瓷电容的零点处于一个较高的频率上，通常可以忽略，是一种上佳的选择，但与电解电容相比，大容量、高耐压陶瓷电容会体积较大，成本较高，因此使用0.1uF至1uF的陶瓷电容与低ESR电解电容结合使用是不错的选择。
(另一种算法)输出电压纹波由
Δ
V
O
U
T
C
ΔV_{OUT_C}
ΔVOUTC(电容放电引起)和
Δ
V
O
U
T
E
S
R
ΔV_{OUT_{ESR}}
ΔVOUTESR(电容的ESR引起)组成，计算如下：
Δ
V
O
U
T
C
=
K
R
I
P
P
L
E
×
I
O
U
T
8
×
f
S
W
×
C
O
U
T
ΔV_{OUT_C}=\frac{K_{RIPPLE}×I_{OUT}}{8×f_{SW}×C_{OUT}}
ΔVOUTC=8×fSW×COUTKRIPPLE×IOUT
Δ
V
O
U
T
E
S
R
=
K
R
I
P
P
L
E
×
I
O
U
T
×
R
E
S
R
ΔV_{OUT_{ESR}}=K_{RIPPLE}×I_{OUT}×R_{ESR}
ΔVOUTESR=KRIPPLE×IOUT×RESR
Δ
V
O
U
T
=
Δ
V
O
U
T
C
+
Δ
V
O
U
T
E
S
R
ΔV_{OUT}=ΔV_{OUT_C}+ΔV_{OUT_{ESR}}
ΔVOUT=ΔVOUTC+ΔVOUTESR
V
C
O
U
T
≥
1.5
V
O
U
T
V_{COUT}≥1.5V_{OUT}
VCOUT≥1.5VOUT
输出电容容值及ESR取决于能够允许的最大输出电压纹波和负载电流突变时输出电压的最大偏移量；当负载突增时，转换器需要2至3个时钟周期来对输出电压下降做出反应，在转换器做出反应之前，输出电容需要提供突变的负载电流。
在合适的输出电压下冲需要的最小输出电容容量计算如下：
C
O
U
T
>
3
×
(
I
O
H
−
I
O
L
)
f
S
W
×
V
U
S
C_{OUT}>\frac{3×(I_{OH}-I_{OL})}{f_{SW}×V_{US}}
COUT>fSW×VUS3×(IOH−IOL)
在合适的输出电压过冲需要的最小输出电容容量计算如下：
C
O
U
T
>
I
O
H
2
−
I
O
L
2
(
V
O
U
T
+
V
O
S
)
2
−
V
O
U
T
2
×
L
C_{OUT}>\frac{I_{OH}^2-I_{OL}^2}{(V_{OUT}+V_{OS})^2-V_{OUT}^2}×L
COUT>(VOUT+VOS)2−VOUT2IOH2−IOL2×L
I
O
L
I_{OL}
IOL:负载瞬态电流低值；
I
O
H
I_{OH}
IOH:负载瞬态电流高值；
V
U
S
V_{US}
VUS:输出下冲电压；
V
O
S
V_{OS}
VOS:输出过冲电压。
为提高EMI性能，可加入πLC电路：
可根据输出电压来选择两个适当比例的反馈电阻
R
F
B
1
R_{FB1}
RFB1和
R
F
B
2
R_{FB2}
RFB2。在
R
F
B
1
R_{FB1}
RFB1上并联一个电容有助于系统的稳定。通常，
R
F
B
2
≈
10
k
Ω
R_{FB2}≈10kΩ
RFB2≈10kΩ，通过以下方程确定
R
F
B
1
R_{FB1}
RFB1：
V
O
U
T
×
R
F
B
2
R
F
B
1
+
R
F
B
2
=
V
r
e
f
V_{OUT}×\frac{R_{FB2}}{R_{FB1}+R_{FB2}}=V_{ref}
VOUT×RFB1+RFB2RFB2=Vref
→
R
F
B
1
=
R
F
B
2
×
(
V
O
U
T
V
r
e
f
−
1
)
→R_{FB1}=R_{FB2}×(\frac{V_{OUT}}{V_{ref}}-1)
→RFB1=RFB2×(VrefVOUT−1)
V
r
e
f
V_{ref}
Vref为片内运放
V
+
V_+
V+
BUCK拓扑的精简模型
上图是简化之后的BUCK电路主回路。下面分析输出电压的产生
工作过程分析
当K导通时→iL线性增加，D1截止→此时iL和C向负载供电
当iL>
I
O
I_O
IO时，iL向C充电也向负载供电
对于MOS作为开关管的BUCK电路：高边MOS ON（低边MOS OFF）：电流方向Vin→L→C→Load。此时Vin是电源，给储能元件充电，并向负载提供电流。
当K关断时→L通过D形成续流回路，iL向C充电也向负载供电→当iL<
I
O
I_O
IO时，L和C同时向负载供电。若iL减小到0，则D关断，只有C向负载供电
对于MOS作为开关管的BUCK电路：低边MOS ON（高边MOS OFF）：电流方向L→C→1oad此时切断输入源，由储能元件L和C释放能量，向负载提供电流。
占
空
比
D
=
t
o
n
t
o
n
+
t
o
f
f
=
t
o
n
T
s
占空比 D =\frac{t_{on}}{t_{on}+t_{off}}=\frac{t_{on}}{T_s}
占空比D=ton+toffton=Tston
开
关
频
率
f
s
w
=
1
/
T
s
开关频率 f_{sw}=1/T_s
开关频率fsw=1/Ts
由工作过程分析可以得知，iL可能会出现断流的情况。
通常我们把电流连续的模式称为CCM模式，电流断续的模式称为DCM模式。当然也有两者之间的临界情况BCM模式
下面就将按照以上三种模式对电路做具体的分析。
注意：Uo、Io作为输出电压、电流，均认为是稳定的直流量。
在K关断期间，iL线性下降，若周期结束即K导通瞬间iL不等于0，则iL呈现左侧图（c）中的波形，电流连续。若K导通之前iL就已经降为0，iL就会呈现断流的情形，为右侧图（c）的波形。
电感电流不会降至零
（通常定义D1为K导通D关断的时段0到T1占Ts的比例，D2为K关断D导通的时段T1到T2占Ts的比例）
此时D1+D2=1.
1式2式相等，可以得到电压增益比
M
=
V
O
V
S
=
D
1
M=\frac{V_O}{V_S}=D1
M=VSVO=D1
由此处可知BUCK电路是一种降压电路，输出小于输入。
CCM模式下，电压增益M就是占空比D1
电感电流会降至零
T
<
L
/
R
T
s
T<L/RTs
T<L/RTs，同CCM模式相似，同样可以由1式2式相等，得到
M
=
V
o
/
V
s
=
D
1
/
(
D
1
+
D
2
)
M=Vo/Vs=D1/(D1+D2)
M=Vo/Vs=D1/(D1+D2)，此时
D
1
+
D
2
<
1
D1+D2<1
D1+D2<1
又有
I
O
I_O
IO是iL在Ts内的平均值，即iL等腰三角形面积在Ts时间内的平均值，并且等于
V
O
/
R
V_O/R
VO/R.故有
I
O
=
[
0.5
(
D
1
+
D
2
)
T
s
(
V
s
−
V
o
)
D
1
T
s
/
L
]
/
T
s
=
V
O
/
R
I_O=[0.5(D1+D2)Ts(Vs-Vo)D1Ts/L]/Ts=V_O/R
IO=[0.5(D1+D2)Ts(Vs−Vo)D1Ts/L]/Ts=VO/R，两式联合可以解得
τ
=
L
R
T
s
τ = \frac{L}{RTs}
τ=RTsL
M
=
V
O
V
S
=
2
1
+
1
+
8
τ
D
1
2
M=\frac{V_O}{V_S}=\frac{2}{1+\sqrt{1+\frac{8τ}{D1^2}}}
M=VSVO=1+1+D128τ
2
DCM模式下，电压增益M和占空比D1则呈现非线性关系。
临界情况下，M的计算用以上两种模式下任一种都可以，这里就不做分析了。
电流连续与否是由
0.5
Δ
i
L
0.5ΔiL
0.5ΔiL和
I
O
I_O
IO的大小关系决定的，调节占空比D1或负载，有可能使工作模式在CCM和DCM模式之间发生转换。
总体上来看，随着D1的增大M值会增加。
一般而言，BUCK电路的损耗可以分为导通状态下的直流损耗和导通过程中的交流损耗。
其中直流损耗主要是指晶体管T和二极管D在直流导通情况下，自身压降同流过电流的压降
交流损耗则主要集中在开关管T上（不考虑二极管因为其通断时间很短）。通常在并断过程中，T上的电流电压升降是需要时间的，若电流电压同时上升下降并同时结束则交流损耗最小，，若电流变化结束电压才开始变化，则整个弁断时间最长损耗最大，效率也最低。
经过计算可得：
E
=
1
/
(
P
o
+
P
d
c
+
P
a
c
)
=
V
o
/
(
V
o
+
1
+
K
V
s
I
o
T
n
/
T
s
)
E=1/(Po+Pdc+Pac)=Vo/(Vo+1+KVsIoTn/Ts)
E=1/(Po+Pdc+Pac)=Vo/(Vo+1+KVsIoTn/Ts)，K是个变值
MCU直接控制：
使用三极管控制：
使用MOS管控制：
(如2N7002 / Si2302)
数据手册的获取
常用品牌：
美国：
TI：TPS5420、TPS5430、TPS5450
MPS：MP2307、MP4560、MP1593、MP1584
ADI
中国台湾：RICHTEK（台湾立锜科技）、矽力杰(SILERGY)
中国大陆：芯龙XLSEMI、圣邦微、南芯（多为晶圆倒装工艺，QFN封装，对普通DIY用户不友好）
开关管内置：
如上图所示，Vout由R1、R2分压给FB， V − = V o × R 1 R 1 + R 2 V_-=Vo×\frac{R1}{R1+R2} V−=Vo×R1+R2R1， V − = 1.235 V V_-=1.235V V−=1.235V，由运放虚短， V + = V − V_+=V_- V+=V−，则 V o × R 1 R 1 + R 2 = 1.235 V Vo×\frac{R1}{R1+R2}=1.235V Vo×R1+R2R1=1.235V
开关管内置：
如上图所示，Vout由R1、R2分压给FB，
V
−
=
V
o
×
R
2
R
1
+
R
2
V_-=Vo×\frac{R2}{R1+R2}
V−=Vo×R1+R2R2，
V
+
=
0.8
V
V_+=0.8V
V+=0.8V，由运放虚短，
V
+
=
V
−
V_+=V_-
V+=V−，则
V
o
×
R
2
R
1
+
R
2
=
0.8
V
Vo×\frac{R2}{R1+R2}=0.8V
Vo×R1+R2R2=0.8V
开关管内置：
开关管外置：
把原正压稳压电路的Vo作为用电器的GND，原原正压稳压电路的地作为用电器的Vin：
Flybuck变换器是由同步降压变换器演变而来，通过给电感加上耦合线圈和Flyback式的副边电路来产生隔离的电源输出。
Flybuck变换器可以使用多绕组的变压器来产生多路的隔离输出
一个简单易用，外部元件少的多路隔离电源设计方案
隔离电源应用
隔离式电源是指输入和输出电路之间没有电气连接，不通直流电流的电源
要求电隔离通常是为了满足一些安全标准，或是为了隔绝地线噪音干扰，或是为了提供负电压/平移偏置电压，等等。
应用实例：
开关管驱动的偏置电源
运算放大器偏置电源
给隔离接口供电，如RS-485，CAN等
可编程控制器（PLC）
智能电表
宽输入电压Flybuck变换器系列
Flybuck与Flyback（反激式）比较
总结
Flybuck变换器提供了灵活便捷的多路隔离电源的解决方案
Flybuck变换器作为优异的传统的反激式变换器替代方案，具有成本效益高，体积小，易于设计使用等优点
LM(2)5017/8/9同步降压稳压器系列能很好地适用于Flybuck变换器，可支持上至100V的宽输入电压范围
LM5017 Flybuck可以实现良好的交叉调节率和高效率的电源设计
非隔离：
隔离：
为了保证IC理想的性能，请按下列内容检查PCB布局：
1）采用晶圆倒装工艺的BUCK芯片例如TI的LMR34215
2）采用Ci集成于内部的芯片。TI某款芯片内部集成两个1nF的Ci
3）排列功器件以减小AC回路面积，包括CIN，VIN脚，SW脚以及肖特基二极管
4）尽可能的将去耦瓷片电容CIN紧挨IN脚和功率地GND（增加通孔或以最宽，最短的路径返回）。Ci靠近芯片Vi和GND引脚，越近越好，如22UF和100nF，小容量的靠近芯片；Co，如22UF和100nF，大容量的靠近芯片，Vo取样点放在远离芯片的那个电容的右侧。
5）FB，COMP和ISET的信号GND返回点以单点连接到功率地可获得最佳抗干扰性能。通过铜箔或一系列通孔连接散热焊盘到功率地。
6）使用铜箔铺功率地可获得最佳的散热和抗干扰性能。背面走线越少越好，最好全部覆铜到GND。
7）紧挨FB脚放置反馈电阻。FB覆盖面积越小越好。走线细而短。
8）以最短的走线连接
B
S
−
C
B
S
−
S
W
BS-C_{BS}-SW
BS−CBS−SW回路。
9）电感采用一体成型屏蔽电感，电感两个引脚间距离尽可能大一些，非一体成型电感最好把GND挖空，一挖到底。还要让敏感电路和回路远离电感。特别是VO到FB的走线，特别要避开电感，二极管特别是不能和电感平行。
EMI有两种：传导EMI和辐射EMI，
低噪声，低电磁辐射PCB设计，PCB设计主要影响是辐射EMI，开关在动作过程中电流里面所产生的高频分量所产生的噪声。
要保护敏感节点，不受开关噪声的影响，反馈t点连线要很短，要很细，这样寄生电容最小，耦合进来的噪声也最小，分压电阻放在离反馈管脚最近的地方，模拟地接在一起，然后再和功率地单点接地。
摘自《XL401X系列降压恒压产品设计指南 v1.2》
