信道频率响应CFR:
h
(
f
)
=
∑
l
=
0
L
α
l
⋅
e
−
j
⋅
2
π
⋅
f
⋅
τ
l
h(f)=\sum_{l=0}^{L} \alpha_{l} \cdot e^{-j \cdot 2 \pi \cdot f \cdot \tau_{l}}
h(f)=∑l=0Lαl⋅e−j⋅2π⋅f⋅τl,其中
L
L
L为多径总数,
τ
l
\tau_{l}
τl为第
l
l
l条传播路径上的多径时延,
α
l
\alpha_{l}
αl为对应的多径衰落。 商用Wi-Fi设备在一组离散的频率点上对CFR进行采样(中心频率
f
0
+
k
Δ
f
f_{0}+k \Delta f
f0+kΔf,
Δ
f
=
312.5
k
H
z
\Delta f=312.5 \mathrm{kHz}
Δf=312.5kHz)得到CSI,如Fig1(a)。
2.1 CSI slicing的可行性
信道冲击响应
f
(
t
)
=
∑
l
=
0
L
α
l
⋅
δ
(
t
−
τ
l
)
f(t)=\sum_{l=0}^{L} \alpha_{l} \cdot \delta\left(t-\tau_{l}\right)
f(t)=∑l=0Lαl⋅δ(t−τl), 功率时延谱PDP
∥
f
(
t
)
∥
2
\|f(t)\|_{2}
∥f(t)∥2。
由CFR可知,
α
l
,
τ
l
\alpha_{l}, \tau_{l}
αl,τl, and
L
L
L已知时
f
f
f处CFR确定。对于整个频段,如果所有的M个采样频率点上都能得到一个采样值(30个子载波上就是30个采样值),可以计算出PDP。
2.2 PDP分辨率
思路:
Δ
τ
=
1
/
(
N
⋅
Δ
f
)
\Delta \tau=1 /(N \cdot \Delta f)
Δτ=1/(N⋅Δf),N为IFFT点数,
N
⋅
Δ
f
=
B
N \cdot \Delta f=B
N⋅Δf=B,通过不同频段上的CSI拼接,提高B,降低
Δ
τ
\Delta \tau
Δτ。i.e.在20mhz和40mhz的802.11 WiFi中,路径长度的不确定性分别为15 和7.5 m,