2020/9/5补充：
最终5-28V转3.3V的输出电路可以推算出来。
输入的电压下限为4V，R1为330K，R2为160K
输出的电压为3.3V,R5为10K，R6为3.3K
输出的电流0.1A，L1为47uH
根据相位增益进行补偿，C6为1.5uf，C7为15pf，R3为57.6K
此时你就可以输入5-28V，输出端的电压就能稳定在3.3V。我实测的电压为3.24V
首先，作为一款电压芯片，我们设计时候，最重要的是分析是否能满足需要。
接下来，选好芯片，我们打开datasheet的资料网站，将该芯片的资料下载到我们的电脑上来。
我们设计的是一款输出3.3V（直接给单片机供电），输入电压为5-30V的电路，我们看一眼特征描述。
1、输入电压3.5-28V
2、可调节的输入电压最低可至0.8V
3、高集成的低达80mΩ电阻的MOS管能支持5A的持续电流
4、高效率在轻负荷与脉冲跳跃式生态模式。
5、固定的570KHZ的开关频率
6、典型的1uA的关断静态维持电流
7、可调节的低开启限制激励电流
8、可编程的UVLO阈值
9、过电压转化保护
10、逐周期电流限制，频率后折叠，和过热保护
11、可获取的容易使用的热增强8Pin电源封装
要求是5-30V，使用的电压大概率是5V、12V和24V，所以28V也能满足，然后我们继续了解。
1、BOOT 输出 一个0.1uf的启动电容被要求在BOOT和PH引脚之间。如果在电容上的电压低于最小要求，这个高集成的MOS管就会被迫关掉直到电压恢复。
2、VIN 输入 这个引脚是支持3.5V到28V的输入支持电压。
3、EN 输入 这个引脚是使能引脚。为了不使能，拉低到1.25V以下。浮空这个引脚去使能。推荐使用两个电阻进行欠压锁定。
4、SS 输入 这个引脚是慢启动引脚。一个额外的电容连接到这个引脚来设置上升时间。
5、VSENSE 输入 这个引脚是跨到误差放大器的反转结点。
6、COMP 输出 这个引脚是误差放大器的输出和输入PWM比较器。这个引脚连接频率补偿元件。
7、GND — 地引脚
8、PH 输出 这个PH引脚是内部高集成电源MOS的来源
9、PowerPAD — 正确的使用方法，地引脚必须连接到这个暴露的焊盘
各个引脚的最大值最小值区间。
一些必要的电气参数。
简述
该TPS54531设备是一个28伏，5-A，降压(buck)转换器与集成高侧n通道MOSFET。为了改善线路和负载瞬变过程中的性能，该装置实现了恒频、电流模式控制，从而降低了输出电容，简化了外部频率补偿设计。TPS54531设备预设开关频率为570 kHz。TPS54531设备需要3.5 V的最低输入电压才能正常工作。EN引脚有一个内部的拉升电流源，可用于调整输入电压欠压锁定(UVLO)与两个外部电阻。此外，拉升电流提供了一个默认条件时，EN引脚是浮动的设备运行。不开关和空载时工作电流为110uA(典型)。当设备被禁用时，电源电流为1 uA(典型)。
集成80毫欧姆高侧MOSFET允许高效率的电源设计与连续输出电流高达5 A。
该TPS54531设备通过集成引导充电二极管来减少外部组件的数量。集成高侧MOSFET的偏置电压由一个外部电容提供在启动到PH引脚。启动电容电压由UVLO电路监测，当电压低于预设阈值2.1 V(典型)时关闭高侧MOSFET。输出电压可以降至与参考电压一样低。
通过增加一个外部电容，TPS54531装置的慢启动时间可以调节，使输出滤波器的选择更加灵活。
为了提高在轻负载条件下的效率，TPS54531设备进入一个特殊的脉冲跳跃式生态模式，当峰值电感电流下降低于160 mA(典型)。频率折回降低开关频率在启动和过电流的情况下，以帮助控制电感电流。热关闭在故障情况下提供额外的保护。
8.3特性描述
8.3.1定频PWM控制
该TPS54531设备使用固定频率、峰值电流模式控制。TPS54531设备的内部开关频率固定在570 kHz。
8.3.2参考电压(V ref)
电压参考系统通过缩放温度稳定带隙电路的输出来产生2%的初始精度电压参考(超过温度3.5%)。典型的基准电压设计为0.8 V。
8.3.3引导电压(BOOT)
该TPS54531设备有一个集成的启动调节器，并需要一个0.1- ft陶瓷电容器之间的启动和PH引脚提供大门驱动电压高侧MOSFET。推荐使用X7R或x5r级介质的陶瓷电容器，因为它在温度和电压下具有稳定的特性。为了提高漏出率，TPS54531装置被设计为只要启动至ph引脚电压大于2.1 V(典型情况)就能在100%占空比下工作。
8.3.4启动和可调输入欠压锁定(VIN UVLO)
该EN引脚具有一个内部拉起电流源，该电流源在EN引脚浮动时提供TPS54531设备的默认条件。
特征描述
当VIN pin电压低于内部VIN UVLO阈值时，TPS54531设备被禁用。除非VIN电压大于(V OUT + 2v)，否则建议使用外部VIN UVLO来增加至少500-mV的迟滞。要调整带有迟滞的VIN UVLO，使用外部电路连接到EN管脚，如图9所示。当针电压超过1.25 V时，一个额外的3反射A的迟滞被增加。使用公式1和公式2来计算所需的VIN UVLO阈值电压所需的电阻器值。V停止应始终大于3.5 V。
8.3.5使用SS引脚可编程慢启动
强烈建议在外部编程慢启动时间，因为在内部不会实现慢启动时间。TPS54531装置有效地利用内部电压基准或SS引脚电压的较低电压作为电源的基准电压，输入误差放大器并相应地调节输出。一个电容(C SS)在SS针对地实现一个慢启动时间。TPS54531装置内部有一个2uA的电流源，可以给外部的慢启动电容器充电。使用公式3计算慢启动时间(10%到90%)。
慢启动时间应该设置在1毫秒到10毫秒之间，以确保良好的启动行为。慢启动电容器的值不应超过27nf。在正常运行过程中，如果输入电压降至VIN UVLO阈值以下，EN引脚拉至1.25 V以下，或发生热关机事件，则TPS54531设备停止开关。
8.36误差放大器
该TPS54531器件有一个跨导放大器用于误差放大器。误差放大器将VSENSE电压与误差放大器输入端提供的内部有效参考电压进行比较。在正常工作时，误差放大器的跨导为92uA/V。频率补偿元件连接在COMP引脚和地之间。
8.3.7斜率补偿
为防止器件在占空比大于50%的情况下工作时出现次谐波振荡，对其进行了优化，TPS54531设备增加了一个内置的斜坡补偿，这是一个对开关电流信号的补偿斜坡。
8.3.8电流模式补偿设计
该装置能够工作与各种类型的输出电容与适当的补偿设计。对于使用陶瓷输出电容器的设计，在进行稳定性分析时，建议适当降低陶瓷输出电容，因为当外加电压增加时，实际的陶瓷电容会从标称值大幅下降。有关详细的指导原则，请参阅详细设计过程一节。
8.3.9过流保护和频移
该TPS54531设备实现电流模式控制，使用COMP引脚电压关闭高侧MOSFET在一个周期的基础上。在每个周期，开关电流和比较pin电压。当电感器峰值电流与补偿管脚电压相交时，高侧开关关闭。在过流条件下，输出电压降低，错误放大器通过驱动补偿管脚高，导致开关电流增加。该COMP引脚有一个最大钳内部，限制输出电流。该TPS54531装置在短路时提供了强大的保护。在输出端短路时，输出电感有可能发生过流失控。TPS54531装置通过降低开关频率来增加短路时的关闭时间，从而解决了这个问题。开关频率除以1,2,4，和8作为电压斜坡从0 V到0.8 V的VSENSE引脚。开关频率与VSENSE引脚电压的关系如表1所示。
8.3.10过电压暂态保护
该TPS54531装置包含一个过压过渡保护(OVTP)电路，在从输出故障条件或强卸载过渡中恢复时，最大限度地减少输出电压过冲。OVTP电路包括一个过电压比较器，用来比较VSENSE引脚电压和内部阈值。当VSENSE引脚电压高于109% * V ref时，高侧MOSFET被切断 当这个VSENSE引脚电压降到107% * V ref，高侧MOSFET再次启用。
8.3.11热关机
当结温超过时，该装置实现内部热关闭以保护该装置165°C。当结温超过热跳闸阈值时，热关机迫使设备停止开关。当模具温度低于165℃时，设备重新启动开机程序。
8.4设备功能模式
8.4.1经济型
该TPS54531的设计是运行在脉冲跳跃式生态模式在轻负荷电流，以提高轻负荷效率。当电感器的峰值电流低于160 mA(典型)，COMP引脚电压下降到0.5 V(典型)，设备进入生态模式。当器件处于eco模式时，COMP pin电压被夹在0.5 v内部，这阻止了高侧集成MOSFET的开关。电感器的峰值电流必须上升到160ma以上才能使COMP引脚电压上升到0.5 V以上并退出生态模式。由于集成电流比较器只捕捉电感的峰值电流，进入生态模式的平均负载电流随应用和外部输出滤波器的不同而变化。
8.4.2 V IN 操作小于3.5 V
建议该设备在输入电压大于3.5 V的情况下运行。没有指定典型的VIN UVLO阈值，设备可以在UVLO电压以下的输入电压下工作。当输入电压低于实际UVLO电压时，设备不开关。如果EN引脚是外部拉起或浮动，设备成为活动时，VIN引脚通过UVLO阈值。切换开始时，慢启动序列启动。
8.4.3 EN控制下的操作
启用阈值电压为1.25 V(典型)。当EN引脚低于该电压时，即使VIN引脚高于UVLO阈值，设备也被禁用和开关被抑制。在这种状态下，IC的静止电流减小。如果EN电压增加超过阈值，而VIN pin是超过UVLO阈值，该设备变得活跃。开关被启用，并且慢启动序列被启动。
参考电路设计
典型应用：8-28V输入，5V输出。
9.2.2详细设计过程
以下设计过程可用于为TPS54531设备选择组件值。也可以使用WEBENCH软件生成一个完整的设计。WEBENCH软件使用一个迭代的设计过程，并在生成设计时访问一个全面的组件数据库。本节将对设计过程进行简单的讨论。
9.2.2.1 开关频率
对于TPS54531的开关频率适合570KHZ
9.2.2.2输出电压设定点
TPS54531装置的输出电压通过电阻分压器网络外部可调。所示
图10，这个分频器网络由R5和R6组成。输出电压与电阻分压器的关系如式4和式5所示。
公式4
公式5
选择一个大约10 kΩR5的价值。在使用标准值电阻器时，稍微增大或减小R5的值，可以使输出电压更接近匹配。在这个设计中,R5 = 10.2 kΩ和R6 = 1.96 kΩ,导致输出电压4.96 V。51.1Ω电阻器,R4,提供一个方便的位置控制回路稳定性测试。
9.2.2.3欠压锁定设定值
欠压锁定(UVLO)可以通过R1和R2的外部分压器网络进行调节。R1连接TPS54531设备的VIN和EN引脚，R2连接EN和接地插脚。UVLO有两个阈值，一个用于输入电压上升时的通电，另一个用于输入电压下降时的断电或断电。对于设计示例，最小输入电压为8v。因此，启动电压阈值设置为7v，具有2-V迟滞。用公式1和公式2计算值。
9.2.2.4输入电容
该TPS54531设备需要一个输入解耦电容，取决于应用程序，一个批量输入电容。典型的去耦电容器推荐值为10uF。推荐高品质陶瓷型X5R或X7R。额定电压应大于最大输入电压。只要满足其他所有要求，可以使用较小的值;然而，10uF已被证明在各种各样的电路中工作良好。此外，可能需要一些体电容，特别是当TPS54531电路不在距输入电压源2英寸的范围内时。该电容器的值不是临界的，但应额定处理包括纹波电压在内的最大输入电压，并应滤波输出，使输入纹波电压可接受。在本设计中，输入解耦电容采用两个4.7uF电容。该电容器为X7R电介质额定50v。等效串联电阻(ESR)约为2 mΩ，额定电流为3 A。此外，一个小的0.01uF电容被包括为高频滤波。
用公式6计算输入纹波电压。
公式6
还必须检查最大均方根纹波电流。在最坏的情况下，使用公式7计算输入纹波电流的最大均方根值，I CIN(均方根)
公式7
在这种情况下，输入纹波电压为243 mV, RMS纹波电流为2.5 A。
该电路的实际输入电压纹波列于表2，且大于计算值。这个测量值仍然低于指定的输入限制300mv。最大电压输入电容器将V (MAX) +ΔV / 2。所选的体积电容器和旁路电容器的额定电压均为50v，纹波电流容量大于3a，都提供了足够的裕量。在任何情况下都不能超过电压和电流的最大额定值。
输出滤波器必须选择两个组件，L输出和C输出。由于TPS54531是一种外部补偿设备，因此可以支持广泛的过滤器组件类型和值。
9.2.2.5.1电感的选择
用公式8计算输出电感的最小值
公式8
一般来说，这个值由设计者自行决定;但是，可以使用以下指南。对于使用低esr输出电容器(如陶瓷)的设计，可以使用K IND = 0.3的值。当使用较高ESR输出电容时，K IND = 0.2可以产生较好的结果。
对于本设计示例，使用K IND = 0.3，电感器的最小值计算为4.8uH。对于这个设计，选择了一个接近的标准值:4.7uH。
对于输出滤波器电感，不要超过均方根电流和饱和电流额定值。用公式9计算电感纹波电流
公式9
使用公式10计算电感电流的均方根值。
公式10
使用公式11来计算电感的峰值电流。
公式11
在本设计中，RMS电感电流为5.03 A，电感电流峰值为5.96 A。所选感应器为伍尔特4.7uH。该电感具有19 A的饱和电流额定值和7 A的均方根电流额定值，满足这些要求。在满足其他设计要求的前提下，根据设计者想要允许的纹波电流的大小，可以使用更小或更大的电感值。电感值越大，交流电流越小，输出电压纹波越小，电感值越小，交流电流越大，输出电压纹波越高。一般来说，用于TPS54531设备的电感值在1 ~ 47uH范围内。
9.2.2.5.2 电容选择
选择输出电容的值是基于三个主要考虑。输出电容决定了调制器的极点，输出电压纹波，以及调制器如何响应负载电流的大变化。输出电容的选择必须根据这三个标准中比较严格的要求。
对负载电流大变化的期望响应是第一标准。当调压器不能提供电流时，输出电容必须提供给负载。这种情况发生在当输出电容必须在输入功率被移除后的一段时间内将输出电压保持在某一特定水平以上的调节器所需的保持时间发生时。如果负荷的电流需求出现大的、快速的增长，例如从空载到满载的过渡，调节器也暂时不能提供足够的输出电流。调整器通常需要两个或更多的时钟周期为控制回路响应变化的负载电流和输出电压，并调整占空比，以对变化作出反应。输出电容的大小必须提供额外的电流到负载，直到控制回路响应负载的变化。输出电容必须足够大，以提供两个时钟周期的电流差异，而只允许一个可容忍的量的下降在输出电压。使用公式12来计算这种情况下所需的最小输出电容(C O)。
公式12
对于本例，暂态负载响应被指定为2.5 a负载步长V输出的5%变化。对于这个示例,Δ我从和ΔV = 2.5 = 0.05 * 5 = 0.25 V。使用这些值的结果是最小电容为35uf。该值不考虑输出电容在输出电压变化中的ESR。对于陶瓷电容器，ESR通常很小，在计算中可以忽略不计。
使用公式13来计算满足输出电压纹波规范所需的最小输出电容。在这种情况下，最大输出电压纹波为30mv。在这个需求方程13下，得到14uf。
公式13
使用公式14来计算一个输出电容器能满足输出电压纹波规范的最大ESR。方程14表明ESR应小于15.6mΩ。在这种情况下,陶瓷电容器的ESR远小于15.6mΩ。
公式14
应考虑对老化、温度和直流偏置的附加电容降损以增加这个最小值。对于这个示例,两个47μF 10 v X5R陶瓷电容器使用ESR的3 mΩ。一般来说，电容器在处理纹波电流时不会出现故障或产生余热。必须指定能支持电感纹波电流的输出电容。一些电容器数据表规定了最大纹波电流的均方根值。使用公式15计算输出电容必须支持的RMS纹波电流。对于这种应用，公式15得到554 mA。
公式15
9.2.2.6补偿组件
几种可能的方法存在设计闭环补偿的DC-DC变换器。对于理想的电流模式控制，设计方程可以很容易地简化。功率级增益是恒定的在低频率，滚动在- 20db / 10以上的调制器极频率。功率级相位是0度在低频率，并开始下降10以下的调制器极频率达到-90度以上的调制器极频率10以上。用公式16计算调制器极频率。
公式16
对于TPS54531装置，大多数电路都有较高的斜率补偿量。随着更多的斜率补偿的应用，功率级特性偏离理想逼近。功率级的相位损失现在将接近180度，使补偿更加困难。功率级传递函数可以求解，但计算繁琐。利用PSpice模型对功率级增益和相位进行精确建模，从而设计出可靠的补偿电路。另外，可以使用直接测量功率级特性的方法。这就是在设计过程中使用的技术。对于本次设计，计算值如下：
L1 = 4.7 µH
C8 and C9 = 47 µF (each)
ESR = 3 mΩ
图11显示了功率级特性。
图11
对于这种设计，预期的交叉频率是20khz。从功率级增益和相位图可以看出，在20khz时增益为5.1 dB，相位约为-100度。对于60度的相位裕度，不需要由与电压设定值分压器的上电阻并联的前馈电容器提供额外的相位提升。R3将补偿后的误差放大器的增益设置为在交叉时与功率级增益相等且相反。用公式17计算R3的要求值。
公式17
为了最大限度地提高相位增益，补偿器零被放置在比20kHZ的交叉频率低10。
使用公式18计算C6所需的值。
公式18
为了最大限度地提高相位增益，高频极被放置在20千赫以上交叉频率的10以上。
该电极还可用于补偿铝电解输出电容器的ESR。使用公式19计算C7的值。
公式19
本次设计计算值如下:
R3 = 37.4 kΩ
C6 = 2200 pF
C7 = 22 pF
9.2.2.7引导电容器
每一个TPS54531设计需要一个引导电容，C4引导电容的值必须为0.1uF。引导电容位于PH值和引导引脚之间。引导电容应采用高品质陶瓷型，配X7R或X5R级介质，以保证温度稳定性。
9.2.2.8捕获二极管
该TPS54531装置设计使用一个外部捕获二极管之间的PH和GND引脚运行。所选二极管必须满足应用程序的绝对最大额定值。反向电压必须高于PH引脚的最大电压，即V IN(MAX) + 0.5 V。峰值电流必须大于I O(MAX)加上电感器峰值到峰值电流的一半。为了提高效率，前向电压降应该很小。catch二极管的导电时间(通常)比高侧场效应晶体管的导电时间要长，因此对二极管参数的重视可以显著提高整体效率。此外，检查所选设备是否能够消除功率损失。本次设计选用CDBC540-G，反向电压为40v，正向电流为5A，正向电压降为0.55 V。
9.2.2.9慢启动电容器
慢启动电容器决定了输出电压达到额定程序设定值所需的最小时间，这是有用的，如果一个负载需要一个控制的电压转换速率。如果输出电容非常大，并且需要大量的电流快速充电电容到输出电压水平，慢启动电容也被使用。为电容器充电所需要的大电流可能会使TPS54531装置达到电流限制。来自输入电源的电流过大可能会导致输入电压轨凹陷。限制输出电压转换速率可以解决这两个问题。用公式3计算慢启动电容的值。对于示例电路来说，慢启动时间不是很关键，因为输出电容值为2 *47uF，充电到5v不需要太多电流。示例电路的慢启动时间设置为4毫秒的任意值，这需要一个10-nF电容器。对于TPS54531设备，I SS为2 A, V ref为0.8 V。
9.2.2.10输出电压限制
由于TPS54531装置的内部设计，任何给定电压对任何给定输入电压都有上下限输出电压限制。输出电压设定值的上限受最大占空比91%的约束，由式20计算。该方程假设内部高侧场效应晶体管的最大电阻。
公式20
其下限由时间上的可控制最小值约束，可达130ns。给定输入电压和最小负载电流时输出电压的近似最小值如式21所示。
公式21
该方程假设高侧场效应晶体管的名义通阻，并解释了工作频率设定值的最坏情况变化。任何接近设备运行极限的设计都应该仔细检查，以确保功能正常。
9.2.2.11功耗估算
下面的公式说明了在连续传导模式下如何估计器件功耗
(CCM)操作。如果器件工作在间断传导模式(DCM)或脉冲跳跃式生态模式™，则不应使用这些公式。
设备功耗包括
1、传导损失:
2、开关损失
3、门电路损失
4、静态电路损失
因此
对于给定TA
对于给定TJMAX=150℃
9.2.3应用曲线
